Александр Куличков - Импульсные блоки питания для IBM PC
При проектировании источника питания и расчете элементов базовой цепи силового транзистора основное внимание уделяется обеспечению максимальной скорости его переключения. Чем короче этап переключения, тем меньше выделяется тепловой энергии и выше общий КПД импульсного преобразователя напряжения. Для ускорения процесса переключения в базовую цепь транзистора Q9 включена цепочка: конденсатор C21 – диод D21 – резистор R36. Аналогичная последовательность из элементов C22, D22 и R37 имеется в базовой цепи транзистора Q10. Так как базовые цепи у обоих транзисторов абсолютно идентичны и процессы, протекающие в них, те же, то объяснение работы этой цепочки будет рассмотрено на примере ее взаимодействия с транзистором Q9. Таким образом, все, что сказано для базовой цепи транзистора Q9, будет справедливо и для аналогичных элементов, подключенных к транзистору Q10. Естественно, что при сопоставлении процессов, протекающих в транзисторах Q9 и Q10, нужно учитывать временной сдвиг.
В начальный момент возникновения положительного напряжения на обмотке, подключенной к базовой цепи транзистора Q9 (положительная обкладка конденсатора C21), конденсатор С21 разряжен и представляет собой коротко замкнутую цепь. По цепи: конденсатор C21 – резистор R40, переход база-эмиттер транзистора Q9 – начинает протекать максимально возможный ток. Такой скачок тока позволяет произвести резкое открывание транзистора Q9. По мере зарядки конденсатора C21 происходит падение уровня тока, протекающего через него в базу транзистора Q9. Когда конденсатор C21 полностью зарядится, ток, поступающий через него, снизится до нуля. Напряжение на обкладках конденсатора определяется падением напряжения на диоде D21 и резисторе R36, через которые протекает ток базы транзистора Q9, поддерживающий его в открытом состоянии после зарядки конденсатора C21. По окончании положительного импульса в обмотке трансформатора Т2 и начала «мертвой зоны» резко, благодаря заряженному конденсатору С21, меняется полярность напряжения, приложенного к переходу база-эммитер транзистора Q9. Это приводит к ускоренному закрыванию транзистора Q9 и рассасыванию избыточных носителей в базе. Напряжение на переходе база-эмиттер принимает небольшое отрицательное значение. Диод D21 с момента наступления интервала «мертвой зоны» имеет обратное смещение, что позволяет сохранять напряжение на конденсаторе C21 неизменным в течение всего интервала. Наличие этого элемента имеет существенное значение для работы всей схемы. При отсутствии диода происходил бы постепенный перезаряд емкости конденсатора C21, и базовый потенциал транзистора Q9 постепенно приближался бы к потенциалу его эмиттера, снижая степень его «закрытости». На диаграмме, приведенной на рис. 2.12в (а также на рис. 2.12 г), интервал «мертвой зоны» отмечен прямой неспадающей линией с уровнем примерно —0,7 В. При возникновении на базовой обмотке импульса отрицательной полярности, соответствующего открыванию транзистора Q10, усиливается степень закрывания транзистора Q9, надежно поддерживая его в этом состоянии, в то время как транзистор Q10 открыт и находится в проводящем состоянии. После отрицательного импульса на переход база-эмиттер транзистора Q9 вновь воздействует сигнал паузы, и транзистор Q9 сохраняет закрытое состояние. А для транзистора Q10 наступает время первичного выхода из проводящего состояния. Завершение второго интервала «мертвой зоны» для Q9 наступает с приходом нового фронта импульса положительной полярности. Рабочий цикл для Q9 вновь начинается с ускоренного открывания этого транзистора током, протекающим через конденсатор C21. На базовую цепь транзистора Q10 поступает отрицательный импульс напряжения и, благодаря действию конденсатора С22 и диода D22, в этот промежуток времени он находится в закрытом состоянии.
После пояснений работы элементов базовых цепей силовых транзисторов становится понятно, почему конденсаторы C21 и C22 являются ускоряющими или форсирующими процесс переключения транзисторов полумостового усилителя из состояния отсечки в проводящее и обратно. Наличие диодов D21 и D22 влияет на поддержание закрывающего потенциала на базах Q9 и Q10 в течение интервалов «мертвой зоны» и действия импульсов отрицательной полярности.
В завершение описания работы силового каскада приведем диаграммы напряжений в точке соединения эмиттера Q9 и коллектора Q10. На рис. 2.13 представлены три диаграммы, показывающие поведение силового каскада в целом при изменении уровня нагрузки во вторичных каналах.
Рис. 2.13. Диаграммы напряжения на силовых транзисторах при различных уровнях нагрузкиНа рис. 2.13а показана форма напряжения на коллекторе транзистора Q10 при полном отсутствии нагрузки во вторичных цепях, подключаемой через разъемные соединители блока питания. Источник питания, выполненный по принципиальной схеме, соответствующей рис. 2.2, может запускаться без ограничения нижнего предела величины нагрузки. Выходы вторичных каналов подключены к внутренним цепям защиты источника питания, которые и в данном случае составляют единственные нагрузочные элементы. Без подключения потребителей энергии к выходам вторичных каналов напряжений общее сопротивление нагрузки, приведенное к первичной обмотке трансформатора T3, имеет достаточно большую величину. Поэтому на рис. 2.13а только моменты переключения транзисторов силового каскада имеют короткую продолжительность – крутые фронты и резкие спады. Крутой фронт импульса от напряжения 200 В до уровня 300 В и характерный спад напряжения до 200 В соответствует времени включенного состояния транзистора Q9. Интервал времени от крутого спада напряжения с уровня 100 В практически до нуля и постепенное повышение напряжения до 100 В составляет время нахождения в проводящем состоянии транзистора Q10. Промежуточные интервалы спадающего и возрастающего напряжения между активными состояниями силовых транзисторов – это «мертвые зоны». Если в реальных условиях наблюдать форму импульсов напряжения на коллекторах транзисторов Q9 и Q10, то на осциллографе можно будет увидеть лишь очень тонкие импульсы, больше похожие на выбросы. Это объясняется малым потреблением энергии вторичными цепями источника питания, поэтому сигнал рассогласования, формируемый в IC1, имеет слишком малое отклонение от уровня эталонного опорного напряжения. В результате IC1 формирует очень узкие импульсы управления для возбуждения каскада усилителя мощности. Импульсы положительной полярности малой длительности подают в базовую цепь силового транзистора достаточно энергии для начального толчка, необходимого для быстрого открывания транзистора. Но энергетического запаса недостаточно для его ускоренного и глубокого запирания, поэтому на диаграмме наблюдаются пологие спады в сигнале при закрывании транзисторов.
Влияние возрастания величины коммутируемого тока на форму напряжения в данной контрольной точке проявляется уже при подключении к выходу вторичного канала +5 В активной нагрузки, потребляющей ток 0,8 А (см. диаграмму на рис. 2.13б). Форма импульсов напряжения стала трапецевидной, и увеличилось время открытого состояния транзисторов Q9 и Q10. Импульсы управления транзисторами Q9 и Q10, поступающие от каскада промежуточного усиления, имеют большую энергетическую насыщенность, однако в течение «мертвой зоны» еще наблюдаются участки плавного изменения уровня напряжения, свидетельствующие о сравнительно медленном закрывании силовых транзисторов.
Практически прямоугольная форма напряжения на транзисторах силового каскада приведена на рис. 2.13 в. Такую форму приобретает этот сигнал при уровне нагрузки по каналу +5 В и ~3 А. На этой диаграмме четко выражены фазы каждого этапа работы силовых транзисторов. Крутые фронты и спады импульсов, а также горизонтальный уровень напряжения в течение «мертвой зоны» свидетельствуют о том, что источник питания вошел в рабочий режим. Переходные процессы переключения транзисторов занимают сопоставимо малое время относительно интервалов нахождения транзисторов в каждой из активных фаз коммутационного процесса.
2.4.4. Вторичные цепи источника питания
Способы конкретной реализации выходных цепей в источниках питания различных фирм-производителей могут различаться. В данном разделе на примере принципиальной схемы (см. рис. 2.2) будет рассмотрена структура выходных каскадов, которую можно рассматривать в качестве основной. Также будет показан и альтернативный способ их построения.
Вторичные цепи источника питания – это каскады, выходы которых непосредственно подключаются к устройствам потребителя, то есть к нагрузке. Источником энергии, подаваемой во вторичные цепи, является силовой каскад импульсного преобразователя. Благодаря действию магнитного потока, возбуждаемого переменным током первичной обмотки трансформатора T3, во вторичных обмотках T3 наводится ЭДС самоиндукции. Форма ЭДС на вторичной обмотке имеет вид, аналогичный трехуровневому сигналу на коллекторе Q10 (см. рис. 2.13). На принципиальной схеме (см. рис. 2.2) выводы вторичных обмоток трансформатора T3 имеют нумерацию от 1 до 5. Средний вывод вторичной обмотки (точка 3) подсоединен к общему проводу вторичной цепи. Для однозначного подключения начала обмоток трансформатора на рисунке обозначены точками. Количества витков в парных обмотках 2–3 и 3–4, а также 2–1 и 4–5 равны. Таким образом, относительно средней точки существует симметрия вторичных обмоток. Форма переменного сигнала на обмотках 3–2 и 3–4 представлена на рис. 2.14.
